众文网1.rlc串联谐振电路研究论文
RLC 串联电路谐振特性的实验研究 徐思成 河南质量工程职业学院 河南 平顶山 467002 摘 要 ： 用谐振补偿实验法 通过对 RLC 串联电路幅频特性的分析 、实验和研究 引入了谐 振补偿电阻和谐振损耗补偿角的概念 提出了一种测量谐振频率 ω0 及品质因数 Q 值的新方法 “ 给出了实验数据 总结出了计算公式 即 Q KQLωo”. 关键词 ：串联谐振 谐振补偿电阻 谐振频率 谐振损耗补偿角 品质因数 中图分类号 ： TN701 文献标识码 ：A RLC 串联电路谐振频率ω0 及品质因数 Q 是两个很重要的物理概念 不仅用于物理分析 1 而且在物理实验中亦作为测量的基本内容 4 . 因此 全面深刻地理解 ω0 及 Q 的物理意义是至关重要的 . 关于 ω0 及 低通特Q 值的物理意义在许多专著和教科书中大都作了详尽的讲解 本文试图通过对 RLC 串联电路高 、性的幅频特性的分析 研究 ω0 及 Q 值与幅频特性的关系 从而找出一种测试 ω0 及 Q 值的新方法 . 高 低通特性与 ω0 及 Q 值的关系1 、电容和电阻时 其响应的 在 RLC 串联电路中 当激励为正弦信号时 若稳态电路响应分别取自电感 、网络函数具有二阶高通 、低通和带通的特性 1 2 4 . 1 A L 和 A C 的交点为 ω0 低通转移电压比函数为 ： 如图 1 所示的 RLC 串联电路中 若电感线圈无损耗电阻时 其高 、图 1 RLC 串联谐振电路 . . UL ω j L ω2 LC AL . - 1a US R ω 1/ ω j L j C 1 - ω2 LC ωRC j . . UC 1/ ωC j 1 AC . 1b US R ω 1/ ω j L j C 1 - ω LC ω 2 j RC . ω2 LC AL 2a 1 - ω LC 2 ω 2 2 RC收稿日期 ：2003 - 10 - 26作者简介 ： 徐思成 1971 - 男 河南开封人 讲师 长期从事电工电子技术研究和教学工作 . 20 许昌学院学报 2004 年 3 月 . 1 A C 2b 1 - ω LC 2 ω 2 2 RC . . 令 AL A C 则得 ω2 LC 1 即 ω ω0 1/ LC 3c 由 2a 、2b 及 3c 三式可知 高低通特性的幅频特性曲线交点只能是 ω0 而与值的大小无关 其中 ω0 为电路谐振状态下的角频率 . 、. 2 AL 和 A C 的交点在 rL rC 的条件下仍为 ω0 如图 2 所示电路中 当电感中存在着损耗电阻 rL 时 在电容中串联一个电阻 rC 并令 R0 rL rC R 则对应的高 、低通转移电压比函数为 ： 图2 含补偿电阻的 RLC 串联谐振电路 、、U′ L rL ω j L ωrL C - ω2 LC j A′ 4a L 、ω 1/ ωC 1 - ω2 LC ωR0 C R0 j L j j U′ S 、、U′ C rC ωC j 1 ωrC C j A′ 4b C 、R 0 ω 1/ ω j L j C 1 - ω LC ω 0 C 2 j R U′ S 其幅频特性为 ： 、ω LC 2 ω L C 2 2 r A′ L 5a 1 - ω LC 2 ω 0 C 2 2 R 、1 ω2 C 2 L A′ C 5b 1 - ω LC 2 ω 0 C 2 2 R 、令 A′ A′ 则有 1 - ω2L C 2 ωrC C 2 1 ωrC C 2 . L C 进一步令 rL rC 则得 ω ω0 1/ LC 6c 低通特性曲线的交点也只能是 ω0 而与 Q 值的大小无关 . 由 5a 5b 及 6c 三式可知 ： 高 、我们在电路中串联一个电阻 rC 称为谐振补偿电阻 其意义是 ：在 rC 存在的前提条件下 为使高 、低通特性的幅频特性曲线的交点仍为谐振频率 ω0 . 尽管 rC 的串入会使 Q 值降低 但是我们可以通过改变 R0来满足对 Q 值的要求 5 谐振的含义是对 ω0 而言 补偿的含义为我们测试 ω0 提供了一条新途径 . 3 谐振时电压相量分析 、、、、θ 谐振时有关电压相量图如图 3 所示 . 尽管谐振时 U′ 和 U′ 等大但不反向 φ ≠ 而 UL 和 UC 仍保 L C持等大反向的特点 同时我们可以方便地知道 ： 、、U′ L ω0 L U′ C 1 ω0 L R0 R0 tgφ ω0 rC C R0 * rL Q rL 、、7a rL U′ rL U′ rC 、、U′ L U′ C Q 、sinφ 、sinφ 7b U S U S 第 23 卷第 2 期 徐思成 ： RLC 串联电路谐振特性的实验研究 21 7a 中 φ 称为电感 L 的谐振损耗阻抗角 tgφ 为电感元件谐振 式 时的品质因数 QLω0 5 . 在我们引入谐振补偿电阻 rC 时 φ 亦可称为电 容 C 的谐振损耗阻抗角 . 可见 谐振补偿电阻的作用是使电感和电容 具有相同的谐振损耗阻抗角和相同的品质因数 QLω0 QCω0 . φ 越大 4 QLω0 和 Q C 0 越大 电感 L 和电容 C 的损耗越小 ω . 同时由式 7a 可知 ： Q rL tgφ R0 rCtgφ R0 Ktgφ KQLω0 KQLω0 K 越小 电感 L / / 和电容 C 的损耗越小 . 由于 0 K 1 因而 Q 小于 QLω0 和 QCω0 . 这表明 了利用谐振损耗阻抗角来计算电路品质因数的一种计算方法 式 7b 给出了 Q 值的简捷测试方法 . 2 实验方法及特点 211 实验电路 根据以上的分析 我们提出在电路中串联一个被称为谐振补偿电 图3 谐振电路电压量图 、阻 rC 的测试方法来测量 ω0 与 Q 值 如图 4 所示 . 图中 U S ： 正弦波信 号源 XXD22 或 XFD - 7A C ：标准电容 RX7/ 0 L ：标准低频电感 BG7/ 4 rL ： 标准电感 L 的线圈直流电 阻 rC ：补偿电阻 电阻箱 ZX21 R 联电阻 V 1 、2 交流电压表 G - 98 或 DA - 16 F ： 数字频率计 V B E312 . 212 测试方法 根据我校实验设备的实际情况 首先根据谐振频率 f 的理论值 测对应的 f 状态下 BG7/ 4 标准低频电感和交流 损耗电阻 r 值 . 其次 选择电阻箱值为 rL rC 以及根据 Q 值的要求来选择 R 有必要的话可以通过测试电阻箱值使 其符合要求 甚至在高频情况下可以考虑电容的损耗电 阻 再按图 4 连接电路进行测试 改变信号源频率 注意其 输出电压不宜过大和电压表量程的选择 直到两电压表的 ω 图 4 0 和 Q 值测量电路 读数相同 则其对应的频率就是 f 最后调节信号源电压为规定值 读取两电压表的示数即为 U′ 和 U′. L C 若有必要的话 再将电压表接至电容 C 的两端读取 UC 值即可 . 3 实。
2.电气自动化毕业论文
电气毕业设计目录 0018031单片机实现电阻炉温度的控制002IC卡003PLC温度控制系统004RTX-51005玻璃退火006测温系统以数据采集系统007车高控制传感器008车辆定位追踪系统009车载摇控无线打卡器010大功率激光二极管的精密恒温制冷系统011单片机控制制冷机来达到控制温度012单片机实现的步进电机通用控制器013单片机实现电阻炉温度的控制014滴数计算方法确定015电动机的调速控制016电热恒温箱017电渣重熔炉工艺018电阻炉019电阻炉温度控制系统020多点温度检测控制仪021多功能出租车计价器022多控点温度检测仪023多效蒸馏水机控制系统的研究与实现024反馈控制025废水处理微机控制系统026负荷控制027附加于普通模拟示波器的多功能智能装置028工业废水工业处理029工业自动小车位置检测及控制030锅炉汽包水位031锅炉汽包水位的测量、控制和保护系统032函数发生器033航空发动机034航空发动机电气部分设计035红外物质水分测量仪036环境监测系统037机车电线路检测是一038基于计算机的测试仪器039加球机040家庭及住宅小区智能化041家庭自动化042胶订包本机 pensator, the pressure transmitter, the fluid position sensor and so on。
according to the network management pressure, controls water pump's rotational speed through the inverter, causes in water pipe's pressure maintains at throughout the appropriate scope, thus may solve the problem which the floor high pressure is too insufficient when small current capacity the energy consumption is big。 Moreover the water pump consumes the electric power and the electrical machinery rotational speed is proportional three cubed the relations, therefore the water pump velocity modulation movement's energy conservation effect is obvious, the average power consumption usual water supply way saves 40%。
The union uses the programmable controller, may realize the main pump frequency conversion, the auxiliary pump soft start, has the short circuit protection, the overflow protection function stably, the work reliable, lengthened electrical machinery's service life greatly。 Key words: Constant pressure frequency conversion water supply, PLC, differential pressure water supply, automatic control 目 录 摘 要 I ABSTRACT II 目 录 III 第一章 绪 论 - 1 - 1。
1恒压供水问题的提出 - 1 - 1。2国内恒压供水系统的现状 - 2 - 1。
2。1国内恒压供水系统研究状况 - 2 - 1。
2。2各类供水系统的比较 - 3 - 1。
3 本课题的总体方案 - 4 - 1。3。
1系统的总体布局图 - 4 - 1。3。
2系统的总体方案 - 5 - 1。3。
3本系统的特点 - 5 - 1。4本课题的主要工作 - 7 - 第二章 恒压供水系统的原理 - 8 - 2。
1变频器 - 8 - 2。1。
1变频器的基本原理 - 8 - 2。1。
2变频器结构电路图 - 9 - 2。1。
3变频器的配线 - 10 - 2。2软起动 - 15 - 2。
2。1软起动的基本原理 - 15 - 2。
2。2常见故障的排除 - 15 - 2。
3 文本显示器 - 16 - 第三章 供水系统的硬件电路设计 - 17 - 3。 1主要器件选型 - 17 - 3。
1。1供水泵的选择 - 17 - 3。
1。2变频器和软起动选型 - 17 - 3。
2供水系统的电气设计 - 17 - 3。 2。
1恒压供水思路 - 17 - 3。2。
2强电驱动线路1 - 18 - 3。2。
3强电驱动线路2 - 20 - 3。2。
4电动阀控制电路 - 21 - 3。 2。
5 PLC接线图 - 21 - 3。2。
6控制线路 - 23 - 第四章 恒压供水系统软件设计 - 25 - 4。1梯形图的基本绘制规则 - 25 - 4。
2恒压供水系统I/O分配表 - 25 - 4。3程序流程图 - 28 - 4。
4程序编写 - 28 - 4。5程序调试 - 28 - 总 结 30。
致 谢 - 31 - 参考文献 - 31 - 附录1元器件清单 - 33 - 附录2 PLC程序流程图 - 34 - 附录3 PLC程序 - 38 - 第一章 绪 论 1。 1恒压供水问题的提出 水已经成为中国21世纪的热点问题，水有其自然属性，它既是一种特殊的、不可替换的资源，又是一种可重复使用、可再生的资源；水又有其经济和社会属性，不仅工业、农业的发展要靠水，水更是城市发展、人民生活的生命线。
变频调速恒压供水技术其节能、安全、供水高品质等优点，在供水行业得到了广泛应用。恒压供水调速系统实现水泵电动机无级调速，依据用水量的变化（实际上为供水管网的压力变化）自动调节系统的运行参数，在用水量发生变化时保持水压恒定以满足用水要求是当今先进、合理的节能型供水系统。
在实际应用中如何充分利用变频器内置的各种功能，对合理设计变频器调速恒压供水设备，降低成本、保证产品质量等有着重要意义。 我有你需要的论文，加④③⑤③⑤①⑥②我来帮助你。
4.电源开关设计论文怎么写
一种USB电源开关的设计 摘要： 设计了一种低导通损耗的USB电源开关电路。
该电路采用自举电荷泵为N型功率管 提供足够高的栅压，以降低USB开关的导通损耗。在过载情况下，过流保护电路能将输出电流限 制在0.3 A。
关键词： USB开关；自举电荷泵； N型功率管；过流保护 1引言 通用串行总线（Universal Serial Bus）使PC机 与外部设备的连接变得简单而迅速，随着计算机以 及与USB相关便携式设备的发展，USB必将获得 更广泛的应用。由于USB具有即插即用的特点，在 负载出现异常的瞬间，电源开关会流过数安培的电 流，从而对电路造成损坏。
本文设计的USB电源开关采用自举电荷泵，为 N型功率管提供2倍于电源的栅驱动电压。在负载 出现异常时，过流保护电路能迅速限制功率管电流， 以避免热插拔对电路造成损坏。
2 USB开关电路的整体设计思路 图1为USB电源开关的整体设计。其中，VIN 为电源输入，VOUT为USB的输出。
在负载正常的情 况下，由电荷泵产生足够高的栅驱动电压，使 NHV1工作在深线性区，以降低从输入电源（VIN 到负载电压（VOUT）的导通损耗。当功率管电流高于 1 A时，Current-sense输出高电平给过流保护电路 （Current-limit）；过流保护电路通过反馈负载电压 给电荷泵，调节电荷泵输出（VPUMP），从而使功率管 的工作状态由线性区变为饱和区，限制功率管电流， 达到保护功率管的目的。
当负载恢复正常后，Cur- rent-sense输出低电平，电荷泵正常工作。 3 电荷泵设计 图2为一种自举型（Self-Boost）电荷泵的电路 原理图。
图中，Φ为时钟信号，控制电荷泵工作。初 始阶段电容，C1和功率管栅电容CGATE上的电荷均 为零。
当Φ为低电平时，MP1导通，为C1充电，V1 电位升至电源电位，V2电位增加，MP2管导通。假 设栅电容远大于电容C1,V2上的电荷全部转移到 栅电容CGATE上。
当Φ为高电平时，MN1导通，为 C1左极板放电，V1电位下降至地电位，V2电位下 降，MP2管截止，MN2管导通，给电容C1右极板充 电至VIN。在Φ的下个低电平时，V1电位升至电源 电位，V2电位增加至2VIN,MP2管导通，VPUMP电 位升至2VIN-VT。
自举电荷泵不需要为MN2和MP2提供栅驱 动电压，控制简单[1]，但输出电压会有一个阈值损 失。图3是改进后的电荷泵电路图，Φ1和Φ2为互 补无交叠时钟。
由MN2、MN5、MP3、MP2和电容 C2组成的次电荷泵为MN4、MP4提供栅压，以保证 其完全关断和开启。当Φ1为低电平时，MP1导通， 电位增加，此时，V3电位为零，MP4导通，V2上的电 荷转移到栅电容CGATE上，VPUMP电位升高。
当Φ1为 高电平时，MP2导通，为C2充电，V4电位上升至电 源电位，V3电位随之上升，MP3导通，VPUMP电位继 续升高。MN3相当于二极管，起单向导电的作用。
在VPUMP电压升高到VIN+VT以后，MN3隔离V3 到电源的通路，保证V3的电荷由MP3全部充入栅 电容。这样，C1和C2相互给栅电容充电，若干个时 钟周期后，电荷泵输出电压接近两倍电源电压[2]。
在电荷泵输出电压升高的过程中，功率管提供的负 载电流逐渐上升，避免在容性负载上引起浪涌电流 4 过流保护电路设计 当出现过载和短路故障时，负载电流达到数安 培，需要精确的限流电路为功率管和输入电源提供保 护。对于MOS器件，只有工作在饱和区时的电流容 易控制。
限流就是通过反馈负载电压，调节电荷泵输 出电压来实现的。图4是限流电路的原理图。
N型功率管NHV的源与P型限流管MP6的 栅相接，N型功率管NHV的栅与P型限流管MP6 的源相接。从而达到控制功率管栅源压降的目的。
当负载电流超过1 A时，电流限信号（VLIMIT）为高 电平，MN7导通，栅电荷经MP6流向地，栅电压减 小，功率管工作在饱和区。C1、C2为电荷泵电容值， 在一个时钟周期T内，由电荷泵充入的栅电荷为： Q=VIN*C1+VIN*C2(1) 当功率管栅压稳定时，电荷泵充入的栅电荷等 于限流管放掉的栅电荷。
限流管泄放电流为： IL=QT=VIN*C1+VIN*C2T(2) 由VGS(NHV)=VSG(MP6)(3) 得功率管和限流管的电流关系： 5 仿真结果与讨论 图5为负载正常情况下负载输出电压和功率管 电流的仿真波形。电源电压为5 V,C1、C2电容值为 1 pF，时钟周期为40μs,NHV和MP6宽长比的比值 为300，功率管的并联个数为1*103。
采用0.6μm 30 V BCD工艺，在典型条件下，用HSPICE对整体电 路仿真。由波形可以看出，在1 ms内，负载输出电压 逐渐上升，功率管电流没有过冲，启动时间为1.7 ms。
3 ms后，功率管完全开启，为负载提供电源。 表1为限流电路工作时功率管的平均栅电压和 平均电流。
图6为USB开关启动8 ms后负载短路 到恢复正常的仿真结果。USB开关在负载正常情 况下启动，8 ms后负载短路，负载电流过冲到3.1 A。
当过流保护电路工作后，过流保护电路将电流 限制在0.3 A，保护了USB端口。16 ms后，负载恢 复正常，电源开关重新启动. 图6 USB开关在启动、限流和恢复正常过程中，电荷泵 输出电压、负载输出电压和功率管电流的仿真波形 Fig.6 Simulation waveforms of charge pump output volt- age,power switch output voltage and power tran- sistor。
5.电源开关设计论文怎么写
一种USB电源开关的设计 摘要： 设计了一种低导通损耗的USB电源开关电路。
该电路采用自举电荷泵为N型功率管 提供足够高的栅压，以降低USB开关的导通损耗。在过载情况下，过流保护电路能将输出电流限 制在0.3 A。
关键词： USB开关；自举电荷泵； N型功率管；过流保护 1引言 通用串行总线（Universal Serial Bus）使PC机 与外部设备的连接变得简单而迅速，随着计算机以 及与USB相关便携式设备的发展，USB必将获得 更广泛的应用。由于USB具有即插即用的特点，在 负载出现异常的瞬间，电源开关会流过数安培的电 流，从而对电路造成损坏。
本文设计的USB电源开关采用自举电荷泵，为 N型功率管提供2倍于电源的栅驱动电压。在负载 出现异常时，过流保护电路能迅速限制功率管电流， 以避免热插拔对电路造成损坏。
2 USB开关电路的整体设计思路 图1为USB电源开关的整体设计。其中，VIN 为电源输入，VOUT为USB的输出。
在负载正常的情 况下，由电荷泵产生足够高的栅驱动电压，使 NHV1工作在深线性区，以降低从输入电源（VIN 到负载电压（VOUT）的导通损耗。当功率管电流高于 1 A时，Current-sense输出高电平给过流保护电路 （Current-limit）；过流保护电路通过反馈负载电压 给电荷泵，调节电荷泵输出（VPUMP），从而使功率管 的工作状态由线性区变为饱和区，限制功率管电流， 达到保护功率管的目的。
当负载恢复正常后，Cur- rent-sense输出低电平，电荷泵正常工作。 3 电荷泵设计 图2为一种自举型（Self-Boost）电荷泵的电路 原理图。
图中，Φ为时钟信号，控制电荷泵工作。初 始阶段电容，C1和功率管栅电容CGATE上的电荷均 为零。
当Φ为低电平时，MP1导通，为C1充电，V1 电位升至电源电位，V2电位增加，MP2管导通。假 设栅电容远大于电容C1,V2上的电荷全部转移到 栅电容CGATE上。
当Φ为高电平时，MN1导通，为 C1左极板放电，V1电位下降至地电位，V2电位下 降，MP2管截止，MN2管导通，给电容C1右极板充 电至VIN。在Φ的下个低电平时，V1电位升至电源 电位，V2电位增加至2VIN,MP2管导通，VPUMP电 位升至2VIN-VT。
自举电荷泵不需要为MN2和MP2提供栅驱 动电压，控制简单[1]，但输出电压会有一个阈值损 失。图3是改进后的电荷泵电路图，Φ1和Φ2为互 补无交叠时钟。
由MN2、MN5、MP3、MP2和电容 C2组成的次电荷泵为MN4、MP4提供栅压，以保证 其完全关断和开启。当Φ1为低电平时，MP1导通， 电位增加，此时，V3电位为零，MP4导通，V2上的电 荷转移到栅电容CGATE上，VPUMP电位升高。
当Φ1为 高电平时，MP2导通，为C2充电，V4电位上升至电 源电位，V3电位随之上升，MP3导通，VPUMP电位继 续升高。MN3相当于二极管，起单向导电的作用。
在VPUMP电压升高到VIN+VT以后，MN3隔离V3 到电源的通路，保证V3的电荷由MP3全部充入栅 电容。这样，C1和C2相互给栅电容充电，若干个时 钟周期后，电荷泵输出电压接近两倍电源电压[2]。
在电荷泵输出电压升高的过程中，功率管提供的负 载电流逐渐上升，避免在容性负载上引起浪涌电流 4 过流保护电路设计 当出现过载和短路故障时，负载电流达到数安 培，需要精确的限流电路为功率管和输入电源提供保 护。对于MOS器件，只有工作在饱和区时的电流容 易控制。
限流就是通过反馈负载电压，调节电荷泵输 出电压来实现的。图4是限流电路的原理图。
N型功率管NHV的源与P型限流管MP6的 栅相接，N型功率管NHV的栅与P型限流管MP6 的源相接。从而达到控制功率管栅源压降的目的。
当负载电流超过1 A时，电流限信号（VLIMIT）为高 电平，MN7导通，栅电荷经MP6流向地，栅电压减 小，功率管工作在饱和区。C1、C2为电荷泵电容值， 在一个时钟周期T内，由电荷泵充入的栅电荷为： Q=VIN*C1+VIN*C2(1) 当功率管栅压稳定时，电荷泵充入的栅电荷等 于限流管放掉的栅电荷。
限流管泄放电流为： IL=QT=VIN*C1+VIN*C2T(2) 由VGS(NHV)=VSG(MP6)(3) 得功率管和限流管的电流关系： 5 仿真结果与讨论 图5为负载正常情况下负载输出电压和功率管 电流的仿真波形。电源电压为5 V,C1、C2电容值为 1 pF，时钟周期为40μs,NHV和MP6宽长比的比值 为300，功率管的并联个数为1*103。
采用0.6μm 30 V BCD工艺，在典型条件下，用HSPICE对整体电 路仿真。由波形可以看出，在1 ms内，负载输出电压 逐渐上升，功率管电流没有过冲，启动时间为1.7 ms。
3 ms后，功率管完全开启，为负载提供电源。 表1为限流电路工作时功率管的平均栅电压和 平均电流。
图6为USB开关启动8 ms后负载短路 到恢复正常的仿真结果。USB开关在负载正常情 况下启动，8 ms后负载短路，负载电流过冲到3.1 A。
当过流保护电路工作后，过流保护电路将电流 限制在0.3 A，保护了USB端口。16 ms后，负载恢 复正常，电源开关重新启动. 图6 USB开关在启动、限流和恢复正常过程中，电荷泵 输出电压、负载输出电压和功率管电流的仿真波形 Fig.6 Simulation waveforms of charge pump output volt- age,power switch output voltage and p。
6.急求：功率放大电路论文一份.
功率放大电路设计摘要：本文总结了电子设计实验中常用的几种功率放大电路的设计方案，针对不同的设计要求和设计条件从电路搭建、注意事项及测试结果进行了说明，能满足大多数实验电路设计的需要。 关键词：功率放大；推挽输出；丙类功放 一.前言 在电子电路设计中，很多系统需要对输出信号进行放大，以提高其带负载能力，驱动后级电路，因此就要对信号进行功率放大。功率放大器的主要性能指标有输出功率及效率，其按照电流导通角的不同，可分为甲、乙、丙三类工作状态。甲类放大器电流的通角为180度，适用于小信号低频放大，效率最低；乙类放大器的通角约为90度，适于宽带大功率工作，大多数集成运放的末级输出都采用乙类推挽形式；丙类放大器的电流的通角则小于90度，电流波形失真太大，只适于以调谐回路为负载的窄带放大，但效率较甲、乙类高。【1】 二.电路设计 （一）大电流高摆幅运放 若不考虑成本限制，可直接采用大输出电流、高摆幅运算放大器作为输出级。设计重点在于运放的选择及电路连接。市面上有各种性能的Buffer以及可用以驱动的运放，它们能满足大多数设计的要求。专门的驱动芯片如BUF634，其输出电流达250mA，摆率为2000V/us。美国德州仪器公司也有许多相关产品，如THS3121，输出电流可达450mA，摆率达1500V/us。设计的关键在于芯片的正确使用，由于大多数为电流型运放，故反馈电阻的选取很重要，另外由于处理的是高频信号，所以电源去耦，电路布线方面也须十分注意。经实验测试，THS3121在反馈电阻取470Ω、增益为2时在50Ω负载时小信号-3dB带宽达100MHz,-0.1dB带宽达30MHz，并且在电压峰-峰值为10V的输出状态下，频率大于10MHz时仍无失真现象。 （二）互补对管推挽输出 若对功率放大要求不高，可采用分立元件搭建，以互补对管推挽电路作为输出级。设计的关键在于根据系统要求选择合适的互补对管。互补对管采用2SD667和2SB647，其特征频率为140MHz，集电极功率耗散为0.9W，适合低频功率放大。前级放大负反馈由输出引入，使得通频带更加平坦。
（三）直接功率合成 在手头没有合适的驱动芯片时，可以采用三极管直接搭建，虽在实际应用中较少，但在实验室条件下仍是不错的选择。直接功率合成的先决条件是各路参数要对称。要求VT1和VT2、VT3和VT4参数对称，R2=R3,R4=R5,R11=R12等。输入功率在A点一分为二，分两路分别进行放大，在C点合二为一。 （四）单管丙类功率放大 以上三种都是宽频带非谐振功率放大，效率较低，而在无线通信设计中，效率是发射机的主要性指标之一，丙类谐振功率放大较甲类、乙类相比具有更高的效率。三极管基极采用自给偏压电路，集电极采用RLC并联谐振回路，滤除谐波分量，采用π网络作为输出滤波匹配网络，实际参数值可根据所要求的谐振频率具体设计，在此不赘述。 结语 本文通过对不同条件下功率输出级设计提出相应的方案，并经过实际实验测试，效果良好。但在电子设计实验中，较少涉及电力系统，对信号的功率放大要求不是很高，本文仅对系统中常用的简单功率放大进行总结与实验验证，而实际应用中的功率放大电路远不止如此简单。 参考文献： 【1】董尚斌，等。电子线路（1）。北京：清华大学出版社，2006. 【2】黄根春，等。电子设计教程。北京：电子工业出版社，2007.8. 【3】高吉祥。高频电子线路设计。北京：电子工业出版社，2007.5.
7.过欠压保护电路制作论文
过欠压保护电路设计论文一，设计内容利用所学知识，设计一个过欠压保护电路二，设计要求使其在市电电压低于190v或高于230v时，能自动断开负载（用电器）的工作电源，以防止因过压而损坏。
三，原理与数据分析正常工作时反相器icia输入为高电平，反相器icib为低电平，三极管的二极管vd5与二极管vd6属于截止状态，三极管vt1,vt2均处于饱和状态，继电器线圈正常通电，开关k闭合。过压保护部分：当整流桥输出电压高于230v时，电位器rp1两端压降增大，反相器icia的输入仍为高电平（正常工作时为高电平），vd6处于截止状态。
而随着电位器rp2两端电压的增大，反相器icib的输入却由原来的低电平变成了高电平（正常工作时为低电平），致使vd5正向导通，三极管的状态由原来的饱和变为截止状态。线圈失电，开关断开。
欠压保护部分：当整流桥输出电压低于190v时，电位器rp2两端压降减小，反相器icib输入仍为低电平（正常工作时为低电平），二极管vd5处于截止状态。而随着电位器rp1两端电压的减小，反相器icia输入却由原来的高电平变成了低电平，致使正向导通，三极管的状态由原来的饱和变为截止。
线圈失电，开关断开。四，调试通过改变rp1,rp2就可以调整两个反相器的输入电平。
五.电路图过欠压保护电路设计论文一，设计内容利用所学知识，设计一个过欠压保护电路二，设计要求使其在市电电压低于190v或高于230v时，能自动断开负载（用电器）的工作电源，以防止因过压而损坏。三，原理与数据分析正常工作时反相器icia输入为高电平，反相器icib为低电平，三极管的二极管vd5与二极管vd6属于截止状态，三极管vt1,vt2均处于饱和状态，继电器线圈正常通电，开关k闭合。
过压保护部分：当整流桥输出电压高于230v时，电位器rp1两端压降增大，反相器icia的输入仍为高电平（正常工作时为高电平），vd6处于截止状态。而随着电位器rp2两端电压的增大，反相器icib的输入却由原来的低电平变成了高电平（正常工作时为低电平），致使vd5正向导通，三极管的状态由原来的饱和变为截止状态。
线圈失电，开关断开。欠压保护部分：当整流桥输出电压低于190v时，电位器rp2两端压降减小，反相器icib输入仍为低电平（正常工作时为低电平），二极管vd5处于截止状态。
而随着电位器rp1两端电压的减小，反相器icia输入却由原来的高电平变成了低电平，致使正向导通，三极管的状态由原来的饱和变为截止。线圈失电，开关断开。
四，调试通过改变rp1,rp2就可以调整两个反相器的输入电平。五.电路图。
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